電流模式控制PWM

開關頻率高達1MHz

啟動電流低（<120μA）

適合大電流輸出驅動

功率MOSFET（1A）

帶雙脈沖抑制的全鎖存PWM邏輯

可編程占空比

100%和50%最大占空比限制

備用功能

可編程軟啟動

一次過電流故障檢測及重新啟動延時

帶遲滯的PWM UVLO

輸入/輸出同步

鎖定禁用

電流感應內部100ns前沿空白

包裝：DIP16和SO16

說明

這個主控制器是在BCD60II中開發的技術，已經被設計成使用固定頻率電流模式控制。基于標準電流模式PWM控制裝置，該裝置具有如下特點可編程軟啟動，輸入、輸出同步，禁用（用于過壓保護和用于電源管理），精確最大負載前沿空白控制100ns電流檢測、逐脈沖電流限制、帶軟啟動干預的過電流保護，以及振蕩器頻率降低的備用功能變矩器輕載時。

電氣特性（VCC=15V；Tj=0至105°C；RT=13.3kΩ（*）CT=1nF；除非另有規定。）

RT=RA//RB，RA=RB=27kΩ，見圖。

電氣特性（續）

備用功能

備用功能針對反激拓撲優化，可自動檢測輕載狀態并降低振蕩器頻率。正常振蕩當輸出負載增加并超過定義的閾值時，頻率自動恢復。此功能允許最小化與開關頻率相關的功率損耗，開關頻率代表大部分損耗在輕載反激中，而 out放棄了更高開關的優點重載時的頻率。這是通過監視線性相關的誤差放大器（VCOMP）在峰值一次電流上，除了偏移。如果峰值一次電流降低（作為負載）且VCOMP低于固定閾值（VT1），振蕩器頻率將設置為下限值（fSB）。當一次電流峰值增加并且VCOMP超過第二個閾值（VT2）振蕩器頻率設置為正常值值（fosc）。適當的滯后（VT2-VT1）防止意外的頻率變化功率使VCOMP靠近門檻。該操作如圖21所示。正常頻率和備用頻率都是外部可編程。VT1和VT2是相互固定的，但可以根據輸入功率電平調整閾值。

申請信息

詳細引腳功能說明

針腳1.同步（輸入/輸出同步）。此功能允許IC振蕩器同步其他控制器（主控制器）或要同步到外部頻率（從）。作為主脈沖，引腳在振蕩器的下降沿傳遞正脈沖（見引腳2）。在從屬操作電路邊緣觸發。參考如圖23所示。當幾個IC并行工作沒有主從指定需要，因為最快的一個自動成為主控。在振蕩器的斜坡上升過程中，引腳由600μa內部漏電流發生器拉低。在下降邊緣，當脈沖釋放，600μA下拉開關斷開。針變成了一個發電機電源容量通常為7毫安（帶電壓仍然高于3.5V）。

在圖22中，給出了同步L5991的一些實際示例。由于設備在輕載條件下會自動降低其工作頻率，因此合理地假設同步將指正常運行，而不是備用。針腳2。RCT（振蕩器）。兩個電阻器（RA和RB）和一個電容器（CT），如所示連接圖23，允許單獨設置正常工作時振蕩器的工作頻率（fosc）在待機狀態下（fSB）。CT通過RA從Vref充電，在正常運行（待機=高）時，通過RA從RB充電僅在待機狀態下（待機=低）。參見針腳16說明如何生成備用信號。當CT上的電壓達到3V時，電容器內部迅速放電。作為電壓電壓降到1V，又開始充電了。

振蕩頻率可以用

借助于圖14的圖表，其中RT將是正常情況下與RA和RB平行運行且RT=RA處于備用狀態，或考慮以下近似關系：

給出正常工作頻率，以及：

這就是備用頻率

變矩器將在輕負載時工作。在上述表達式中，RA//RB表示：

并與下降沿的持續時間有關鋸齒：

Td也是針1處傳送的同步脈沖的持續時間，定義了占空比范圍Dx（Dx定義見針腳15和計算）因為在下降沿時輸出保持在較低水平。但是，如果V15連接到VREF，則開關頻率為所取值的一半根據圖14或由（1）和（2）得出。防止振蕩器頻率切換從fosc到fSB來回，fosc/fSB的比值不得超過5.5。

如果在正常運行期間，IC將與外部振蕩器、RA、RB和CT同步應選擇低于主機的fosc任何情況下的頻率（通常為10-20%），也取決于零件的公差。針腳3。DC（占空比控制）。偏袒這個針腳電壓在1到3 V之間是可能的將最大占空比設置在0和上限Dx（見針腳15）。如果Dmax是所需的最大占空比，則施加在針腳3上的電壓V3為：

Dmax通過V3和振蕩器斜坡之間的內部比較確定（見圖24），因此，如果設備與外部頻率fext同步（因此振蕩器振幅減小），（5）變為：

低于1V的電壓將抑制驅動器輸出。無法對此設備進行鎖定禁用，例如在過電壓保護的情況下（見應用理念）。如果不需要限制最大占空比（即DMAX=DX），則銷必須保持浮動。內部上拉（見圖24）可使電壓保持在3V以上。如果插腳拾取噪聲（例如。在ESD測試期間），它可以連接到VREF通過4.7kΩ電阻器。

針腳4。VREF（參考電壓）。設備是提供精確的電壓基準（5V±1.5%）能夠向外部傳輸一些毫安電路。小型薄膜電容器（0.1μF典型值），連接在該引腳和SGND之間，建議確保發電機的穩定性并防止影響基準的噪聲。在設備啟動前，該引腳的漏電流約為0.5mA。

針腳5。VFB（誤差放大器反向輸入）。這個反饋信號應用于該引腳，并與E/A內部參考（2.5V）比較。這個E/A輸出產生控制電壓修正占空比。E/A采用高增益帶寬產品，這樣可以拓寬整體控制回路，高轉換率和電流可容性，改善其大信號特性。通常，穩定整個控制回路的補償網絡連接在該引腳和COMP（引腳6）之間。

針腳6。COMP（誤差放大器輸出）。通常，此引腳用于頻率補償和相關網絡連接在這兩者之間引腳和VFB（引腳5）。自L5991以來，補償網絡無法接地E/A是電壓模式放大器（低輸出阻抗）。有關補償技術的一些測試，請參見應用思路。值得一提的是補償網絡的部分值必須將備用頻率操作計入交流計數。特別是，這意味著開環交叉頻率不得超過fSB/4÷fSB/5。監測引腳6上的電壓，以便在轉換器工作時降低振蕩器頻率輕載（備用）。

針腳7。SS（軟啟動）。在設備啟動時，連接在該引腳和、SGND（引腳12）由內部電流充電發電機，ISSC，高達7伏。在這期間斜坡，E/A輸出被電壓鉗制通過Css本身，允許線性上升，從零開始，直到控制回路給出的穩態值。E/A夾緊期間的最長間隔時間，參考軟啟動時間約為：

式中，Rsense是電流感應電阻器（參見針腳13） IQpk是開關峰值電流（流動取決于NSE的輸出）裝載。通常，對于TSS，CSS的選擇通常是毫秒級。如前所述，軟啟動介入也可用于嚴重過載或短路接通輸出。參考圖25，逐個脈沖電流限制在某種程度上是有效的只要

可以減少電源開關的接通時間（從A到B）。最短接通時間后達到（從B開始）電流用完控制。為了防止這種風險，比較器觸發過電流處理程序，稱為“hiccup”模式當電壓高于1.2V（C點）時檢測到電流檢測輸入（ISEN，針腳13）。基本上，IC關閉，然后軟啟動只要檢測到故障狀態。結果，操作點突然移到D，創建折疊效果。圖26示出了操作。永久性故障時軟啟動電容器上出現的振蕩頻率，參考以“打嗝”為周期，約為

由于系統會嘗試重新啟動每個故障周期，因此不存在任何閂鎖風險。“打嗝”使系統處于控制狀態，以防短路，但不能消除脈沖限制（從A到C）期間功率元件的應力過大。如果能更好地控制過載，則需要其他外部保護電路必修的。

針腳8。VCC（控制器電源）。這個針提供集成電路的信號部分。設備啟用為VCC電壓超過啟動閾值和只要電壓高于UVLO就可以工作門檻。否則，設備將關閉并電流消耗極低（<150μA）。這對于減少啟動電路的消耗（在模擬情況下，只有一個電阻器），它是對電力損耗最重要的貢獻備用物品。內部齊納器將VCC上的電壓限制為25V。如果超過此限值，IC電流消耗將顯著增加。這個引腳和SGND之間的一個小的薄膜電容器（針腳12）盡可能靠近IC建議過濾高頻噪聲。

針腳9。VC（功率級供電）。It供應外部開關的驅動器，因此ab吸收脈沖電流。因此，建議11針電容器（PGA，盡可能靠近IC）能夠維持為了避免這些電流脈沖引起騷動。這個引腳可以連接到緩沖電容器直接或通過電阻器，如圖27所示，分別控制開關外部開關的速度，通常是功率 MOS。導通時，柵極電阻為Rg+Rg’，At關閉僅限于Rg。

針腳10。輸出（驅動器輸出）。該引腳是外部電源驅動級的輸出開關。通常，這將是一個功率mos，al ，盡管驅動器的功率足夠驅動BJT（1.6A源，2A匯，峰值）。驅動器由圖騰桿和高側NPN達林頓和低側VDMOS組成，因此不需要外部二極管鉗位防止電壓低于地面。內部鉗位限制了傳輸到柵極電壓為13V。因此可以提供具有更高電壓的驅動器（引腳9），無任何風險外部MOS柵氧化層的損傷。鉗位不會導致芯片內部的功耗增加，因為門電荷的電流峰值出現在柵極電壓是幾伏，而鉗位不是積極的。而且，當閘極電壓為13V，穩態。在UVLO條件下，內部電路（如圖所示

在圖28）中，為了確保不能打開外部電源。這種電路的特點是能夠保持相同的接收器容量（通常為20mA@1V）從VCC=0V到啟動閾值。當超過閾值時，L5991開始工作，VREFOK被拉高（參考圖。28）并且電路被禁用。然后可以省略“放氣”電阻器（連接在門和源之間（MOS）通常用來防止不受歡迎的外部MOS的接通是因為一些泄漏電流

針腳11。PGND（電源接地）。電流回路在排出外部閘門的過程中MOS通過這個引腳閉合。這個循環應該盡可能短，以減少電磁干擾和運行與信號電流回路分開。

針腳12。SGND（信號接地）。這個接地是指集成電路的控制電路，因此所有相關外部部件的接地連接要控制功能，必須引出這個引腳。鋪設中在PCB外，必須注意防止從流經SGND路徑。

針腳13。ISEN（當前感覺）。這個別針連接到電流感應的“熱”引線上電阻Rsense（另一個接地），至得到一個電壓斜坡，它是開關電流（IQ）的圖像。當電壓相等時：開關導通終止。為了提高抗擾度，一個“領先優勢大約100ns的“消隱”在內部實現為如圖29所示。因此，平滑這個引腳和Rsense之間的RC濾波器可以重新移動，或者至少可以大大減少。

針腳14。DIS（設備禁用）。當電壓當針腳14上升到2.5V以上時，IC關閉需要拉VCC（IC電源電壓，引腳8）低于UVLO閾值，以允許設備重新啟動。引腳可由外部邏輯信號驅動在電源管理的情況下，如圖。30也可以實現過電壓保護，如“應用”一節所示如果使用的話，用一個濾波器電容器將這個引腳接地，以避免由于噪音尖峰。如果沒有，則必須連接到中士。

針腳15。DC-LIM（最大占空比限制）。這個占空比范圍的上限Dx取決于施加在該引腳上的電壓。差不多，

如果DC-LIM接地或保持浮動。取而代之的是

輸出開關頻率將減半

關于振蕩器，因為內部T觸發器（見方框圖）被激活。圖31示出了該操作。半占空比選項加速定時電容器CT的放電（為了占空比盡可能接近50%）因此振蕩器頻率-在相同的定時元件下，頻率會稍高一些。

針腳16。S-BY（待機功能）。電阻器RB，與RA一起設置振蕩器正常工作（fosc）。事實上，只要當備用信號高時，引腳通過以下方式與參考電壓VREF相連N溝道場效應晶體管（見圖32），因此定時電容器CT通過RA和RB充電。什么時候？備用信號降低N溝道場效應晶體管關閉時，銷將浮動。RB是

現在斷開，CT通過RA充電只有。這樣振蕩器頻率（fSB）將低一點。參考針腳2說明了解如何計算正時組件。VT1和VT2的典型值為2.5 V和4 V分別。這個1.5V的滯后足以防止頻率變化達到5.5與1 fosc/fSB比率。VT1的值使得當輸入功率約為最大值的13%。如果必要時，可以降低功率通過添加直流偏移量（Vo）低于13%的閾值在電流感應引腳（13，ISEN）上。這也將允許頻率變化大于5.5到1。以下公式適用于設計：

其中PinSB是輸入功率，低于L5991識別輕負載并切換振蕩器頻率從ƒosc到fSB，PinNO是輸入功率高于此值時，L5991會切換從ƒSB返回到ƒosc并Lp反激變壓器的初級電感。連接到Vref或在以下情況下保持此引腳打開未使用備用功能。

布局提示

一般來說，正確的電路板布局是對正確操作至關重要，但并非易事。小心放置組件，正確布線，適當的跡線寬度，如果高電壓，符合隔離距離主要問題。L5991通過將兩個引腳用于單獨的電流偏壓（SGND）和開關驅動電流的返回（PGND）這件事很復雜，這里只會提醒幾個重要的問題。

（1） 所有電流返回（信號接地、電源接地、屏蔽等）應單獨布線，且應僅在單個接地點。

（2） 噪聲耦合可以通過最小化電流環所限定的區域。這個特別適用于高脈沖回路水流。

（3） 對于高電流路徑，應在PCB的另一側可能：這將降低兩個阻力以及線路的電感。

（4） 磁場輻射（和雜散電感）可以通過保留所有痕跡來減少開關電流盡可能短。

（5） 一般來說，攜帶信號電流的軌跡應遠離攜帶脈沖電流或電壓快速擺動的痕跡。從這種觀點，應該特別小心高阻抗點（電流感應輸入、反饋輸入等）。可能是個好主意在PCB一側和另一邊有電源痕跡。

（6） 對一些重要的電路的點，例如參考電壓，IC的電源引腳等。

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